ジャンクでPlanexのMZK-W300NH2を599円で購入。
Edimax社のBR-6424N V2のファームウェア(1.21)を入れて、家庭内LANにアクセスポイントを増設しました。
M.ABEさんの「無線LANファームウェア入替え」を参考にさせて頂きました。
独力ではAP、ルータの切換えスイッチをルータにする事で、無線LANが有効になる事は気づかなかったと思います。
M.ABEさんありがとうございました。
<経緯>
自宅の無線LAN、自室では電波が弱いので有線を引いています。
しかし無線LANがないと、何かと面倒。
有線のPCにUSBでつないで、インターネット接続の共有で繋いだりもしてみたけれど、調子が悪い。
それにPCを一々起動するのも面倒。
AndroidやPSPでちょっと接続するだけなので、AP(アクセスポイント)を増設しようと思っていました。
ヨドバシとかみると、製品は数千円します。
少々古くても遅くても良いので、安い無線LANルータがあったら買おうと思い、秋葉原をぶらぶらしてたら
ジャンクの無線LANルータが599円で売っていました。
また安物買いの銭失いになるかと思いながらも、600円位なら勉強代でも安いと思い購入(^^;
自宅に戻った後Googleの検索窓に"MZK-W300NH2"と打つと、検索候補として"MZK-W300NH2 不具合"が！
またやっちまった。 orz
600円とはいえ、捨てるのはそれ以上のダメージがあります。
といっても使えない物を置いておくのも嫌だし。
とりあえず調べると「地雷を踏んだ」、「別製品に買い替えて世界が変わった」などいっぱあい(ﾉﾟ∀ﾟ)ﾉ
どうやら接続が不安定で、利用環境によってまともに通信ができなかったり、接続速度が遅くなったりするらしい。
1年間毎日電源On/Offで性能を確保していたという人も何人かいました。
DD-WRTとかでLinuxにでもと思ったけれど、非対応という事を先人達が語っているのを見て挫折。
そんな時、M.ABEさんの「無線LANファームウェア入替え」を発見。
OEM元がEdimax社のBR-6424N V2ということで、ファームウェアを入手。
ダウンロード時でメールアドレスを求められたけれど、良く見るとOptionと書いてあるので、特に入力しないでOKでした。
ファームウェア、何気に使っていましたが、Firmwareなんですね。(Firewallと似ていて、見落としましたｗ)
アップデートも済み、設定を弄ってみたら情報通り無線LANが無効になっていました。
背面のスイッチをルータにする事で無事設定も完了。
環境画面では設定がAPとなっていました。
599円で無線LAN APと有線の口を4つをゲットです。
これで自室のネット接続が楽になります(^-^)
2013年11月14日木曜日
2013年11月2日土曜日
MZK-WNH open-wrt
MZK-WNH を純正ファームに戻す方法（シリアル接続不要）
http://ranosgrant.cocolog-nifty.com/blog/2013/03/planex-mzk-wnh-.html
http://ranosgrant.cocolog-nifty.com/blog/2013/03/planex-mzk-wnhm.html
MZK-WNH の電源を入れる前に「WPS」ボタンを押したままにしておきます。
電源を入れて２～３秒そのまま押しっぱなしにすると MZK-WNH 側で TFTP サーバが起動します(WirelessとWPSが点灯)。
物理ポートの「１」～「４」のどれかに接続して IP アドレス 192.168.1.6 にめがけてファームのファイルを送ってください。
Windows 7 からの送付例(Windows7のコントロールパネルからTFTPを有効にしないといけない)：
C:\>tftp -i 192.168.1.6 put mzkwnh_v129.bin
転送を正常に完了しました: 7 秒間に 2977794 バイト、425399 バイト/秒
転送が終わってもファームの書き換えに2分くらいかかります。
1.mzkwnh_v129.binやBR6225N_PCI_1.33_upg.binの場合、「Wireless」ランプが点滅しだしたらファームの書き換えと再起動が完了です。
2.OpenWRTのbinの場合，powerランプが点滅
ちなみに、192.168.1.6 と通信するときの MAC アドレスは本来の MAC アドレスではなく変な値が固定で使われるようです：
C\:>arp -a | findstr 192
192.168.1.6 00-aa-bb-cc-dd-18 動的
First connect:
1. PC-Lan -> telnet 192.168.1.1 WNH-WAN
2. mtd -r erase rootfs_data
root@OpenWrt:/# mtd -r erase rootfs_data
Unlocking rootfs_data ...
Erasing rootfs_data ...
Rebooting ...
3. Create password for root. After this change, you should use ssh to login this server.
passwd
[entry your password]
root@OpenWrt:/# df
Filesystem 1K-blocks Used Available Use% Mounted on
rootfs 1088 220 868 20% /
/dev/root 1792 1792 0 100% /rom
tmpfs 6864 60 6804 1% /tmp
tmpfs 512 0 512 0% /dev
/dev/mtdblock5 1088 220 868 20% /overlay
overlayfs:/overlay 1088 220 868 20% /
http://ranosgrant.cocolog-nifty.com/blog/2013/03/planex-mzk-wnh-.html
http://ranosgrant.cocolog-nifty.com/blog/2013/03/planex-mzk-wnhm.html
MZK-WNH の電源を入れる前に「WPS」ボタンを押したままにしておきます。
電源を入れて２～３秒そのまま押しっぱなしにすると MZK-WNH 側で TFTP サーバが起動します(WirelessとWPSが点灯)。
物理ポートの「１」～「４」のどれかに接続して IP アドレス 192.168.1.6 にめがけてファームのファイルを送ってください。
Windows 7 からの送付例(Windows7のコントロールパネルからTFTPを有効にしないといけない)：
C:\>tftp -i 192.168.1.6 put mzkwnh_v129.bin
転送を正常に完了しました: 7 秒間に 2977794 バイト、425399 バイト/秒
転送が終わってもファームの書き換えに2分くらいかかります。
1.mzkwnh_v129.binやBR6225N_PCI_1.33_upg.binの場合、「Wireless」ランプが点滅しだしたらファームの書き換えと再起動が完了です。
2.OpenWRTのbinの場合，powerランプが点滅
ちなみに、192.168.1.6 と通信するときの MAC アドレスは本来の MAC アドレスではなく変な値が固定で使われるようです：
C\:>arp -a | findstr 192
192.168.1.6 00-aa-bb-cc-dd-18 動的
First connect:
1. PC-Lan -> telnet 192.168.1.1 WNH-WAN
2. mtd -r erase rootfs_data
root@OpenWrt:/# mtd -r erase rootfs_data
Unlocking rootfs_data ...
Erasing rootfs_data ...
Rebooting ...
3. Create password for root. After this change, you should use ssh to login this server.
passwd
[entry your password]
root@OpenWrt:/# df
Filesystem 1K-blocks Used Available Use% Mounted on
rootfs 1088 220 868 20% /
/dev/root 1792 1792 0 100% /rom
tmpfs 6864 60 6804 1% /tmp
tmpfs 512 0 512 0% /dev
/dev/mtdblock5 1088 220 868 20% /overlay
overlayfs:/overlay 1088 220 868 20% /
2013年8月19日月曜日
T92小管
.SA970/SC2240：此管最大的特点是价格便宜，音色表现上有一定的清晰度而显得柔和流畅，中高频稍有甜美，低频下潜度不错且松紧适中。使用是最好让其Vce可在5V以上，如果是在输入差动级工作电流在3MA左右会有更暖的表现，在电压放大级时最好是工作在5-10MA，Pcm在0.15W以下。
SC2856/SA1191，这是一对指标很好的管子，FT高达310MHZ令不少朋友对其十分钟爱，此管工作条件与SA970/SC2240相近，分析力极高，听感平衡，但低频稍比SA970/SC2240要略少而紧，风格表现是较直白冷漠，一尘不染而不付加任何情感色彩，久听可能会令个别听众觉累，当然这不是单凭换一两对管子可以做出这种效果，具体中还要看电路的性能与总体校声，而上述我只是将相对表现提取出来说而已。
SC3423/SA1360，这管子工作电流最好不要超过5MA，否则声音粗糙甚至有沙哑的趋向，而最佳是在3-5MA内，表现略清丽。
SD667/SB647，我十分钟爱这对管子，使用在音频线路或是电源稳压中都有极佳的表现，此管中频很令人着迷，全频清晰而柔软，表现声乐中的女声很有嗲气，而弦乐中的小提琴也相当不错（抱歉我的形容词不够丰富），低频不是潜得太深，但弹力较好，对各种音乐类型都有较好的氛围。在放大线路中应用时应使其工作在7-15MA内，PCM不要高于0.45W。
SC2910/SA1208，此管工作条件与SD667/SB647相近，中高频稍厚而柔，分析力不是十分出色，颇有点胆机的表现。
2SA1360是个好DD，小功率管的特性（尤其是集电极结电容才3pF左右），中功率管的外形封装，非常合适加散热片。
2SA1360是个好DD，小功率管的特性（尤其是集电极结电容才3pF左右），中功率管的外形封装，非常合适加散热片。
2013年8月16日金曜日
玩转老功放之中级篇
功放换管的实践准备：晶体管好坏的简单检测
晶体管的损坏大致有三种情况，一是短路；二是开路；三是性能不良。无论哪种情况，用万用表的欧姆挡都可以作简单的判别。功率晶体管的故障以短路居多，小功率晶体管则是短路和开路故障大致各占一半。
检测晶体管大致有两种方法：在线检测和离线检测。所谓在线检测，就是在晶体管的安装位置直接检测，不断开它与外围电路的连接，也不用从安装位置卸下来；所谓离线检测，就是将晶体管从电路中脱离开来，单独进行检测。 在线检测虽然简单，却能够判别多数故障，因此，一般是先在线检测，然后进行离线检测，进行故障确认。判断开路故障一般需要进行离线检测，判断晶体管是双极性晶体管还是场效应管，如果从型号不能确认，因为偏置电路（外围电路）的存在，一般也需要离线检测。
检测判别双极性晶体管的好坏，指针式万用表和数字式万用表均可，对万用表的精度也没有什么特别的要求，最普通的品种即可。但是简单判别功率场效应管的好坏则需要用指针式万用表，多数数字式万用表难以胜任，这是笔者在《玩转老功放》中推荐优先准备指针式万用表的原因。本文检测也均以指针式万用表为例，万用表的型号是常见的MF-47型。
晶体管的短路损坏检测 1.
功率晶体管的短路损坏是最常见的，如果保险管（丝）烧断了，多半存在这样的故障，确认方法也很简单，换上同规格或者近似规格的保险管（丝），在市电规格正确的情况下，不接负载（音箱），如果又烧断了，就说明功率晶体管存在短路故障。
断开功放与负载的连接，在印制板的背面（铜箔面），即基本没有元件的一面，找到要检测的晶体管的三个脚。如果是直接固定到散热器上、通过连线与印制板相连的晶体管（TO-3封装的常用这种方式），就在散热器上找。 将指针式万用表的欧姆挡置于×1挡，用两只表笔分别检测待测晶体管三个电极中的任意两个，然后黑、红表笔对调，接着再换另外两个，直到三个电极两两都用黑、红表笔测量一遍，最多需要测量6次。
如果在测量过程中出现测量结果小于5Ω的情况，一般来说，这只管子就可能已经短路损坏了，需要从印制板或者散热器上拆下来复测，以便进一步确认。如果拆下来测量的结果照旧，即有两只引脚之间的电阻值小于5Ω，就可以确认这只管子损坏了。无论是双极性晶体管还是场效应管，上述方法均适用。
为晶体管的离线检测做准备 2.
晶体管离线检测需要将其拆下来或者断开它与电路的连接，比较费时、费力。电路有可能存在其他并发故障，因此一般在进行离线检测之前，先要简单确认一下是否存在简单故障，如有线路接触不良或者连接不好、外围元件烧坏等，其检测过程大致如下：
（1）凭肉眼观察功放板上的元器件是否有异状，是否有烧黑烧焦的（常见的是电阻），电容是否有鼓包、开裂的，晶体管是否有开裂的等。
（2）查看功放的输出端是否有保护装置。常见的是继电器，它的外形特征很明显，在功放板上比较容易辨识，如图3所示。如果不熟悉，上网查一下，也不难熟悉它。当然功放板上的继电器有时候也可能不是输出端的保护装置，因此经验不足时，可以顺着线捋一下，继电器的动触点是不是与功放的输出端相连，即与音箱连接的端子相连，静触点是不是与功放输出级的晶体管的某一个管脚相连或者通过一个很小阻值的功率电阻与之相连。找到并确认继电器后，上电，注意是不是能听到继电器吸合的声音。如果能听到，用镊子或者螺丝刀的金属前端碰触同一组触点的静触点和与功放那个输出端连接的动触点，看音箱中是否有声音。如果有了，说明继电器的触点坏了，需要更换。如果没有，大致可以说明功放电路有故障。如果没有继电器的吸合声音，用万用表的直流电压挡（50V挡或者相近的挡位）测量继电器的静触点（红表笔）与地（黑表笔）之间电压。如果有偏转但是不大，保持表笔不动，逐渐减小挡位。如果测量的结果小于1V，一般是说明继电器本身或者控制电路有故障了，可以临时将同一组触点的静触点与动触点短接。如果故障消除了，一般更换继电器即可。如果依旧，说明继电器的驱动电路有故障，查找故障或者不用输出保护（分别短接继电器同一组触点的静触点与动触点）。功放输出端的保护装置也不仅限于继电器，如这台TA-1150D采用的是不太常见的氖管。这种氖管的内部触点为常闭状态，其中采用双金属片支撑的为动触点，两个触点之间还接有电阻丝。当输出电流过大（负载短路或者功放有直流输出时），双金属片发热，因为构成的双金属片的两种金属的热膨胀系数不一样而发生弯曲，动触点与另一个触点脱开，功放输出与负载之间相当于串接了一个电阻，限制了输出电流的大小。其动作原理与老式日光灯中的启辉器非常相似，如图3所示。
功放的输出保护装置：继电器与氖管 图3
（3）如果输出保护装置没有故障或者没有输出保护装置，用“干扰法”大致判断故障是出在功放级还是前级。找到并确认功放后级部分的信号输入端，通常是与前级通过屏蔽线连接部位，或者是与背板的线路输入端连接的屏蔽线。在外壳打开的情况下（注意安全），将功放与音箱连接好，用（试）电笔的金属前端碰触已经确认的信号输入端。如果故障依旧，说明功放的确存在故障。电笔的用法和测试市电火线的方法相同，手要触摸电笔另一端的金属部分。如果有了一定的经验（能够确认信号输入端没有可能让人触电的高压）并且确认了信号输入端，可以直接用手去触摸。
（4）如果故障不能确认，用“震动法”来粗略判断一下是否存在接触不良的故障。将功放与音箱连接好，在上电条件下适当用力拍功放的外壳，音箱中是否有断续的声音，哪怕是尖锐的噪声。
（5）如果没有，打开功放外壳，将所有的连线轻轻扯一遍。然后，在外壳打开的情况下，将功放与音箱连接好，上电，看故障是否依旧。
（6）如果依旧，将所有带连接插头的连线拔下来再插上去。然后，在外壳打开的情况下，将功放与音箱连接好，上电，看故障是否依旧。
（7）如果依旧，用电烙铁将功放板上所有的焊点仔细焊一遍。如果能分清左、右声道，只复焊一个声道即可。复焊一遍后，上电试机，看故障是否依旧。 （8）如果依旧，呵呵，很不幸，你遇到的故障可能并不是简单故障。 接下来将晶体管逐个拆下来用万用表检测一下，顺序是先大功率管后小功率管。如果能查到坏管，换管后如果故障能够消除，那是万幸。如果不能，放弃维修也许是更明智的选择。理由是：如果换管不能解决问题，说明这台老功放的故障并不简单，而老功放一般分立元件用得比较多，电路也显得比较复杂，故障处理起来比较费时费力，有时候会走很多弯路而不得要领，除非是为了培养和锻炼自己的维修本领，其他故障大多并不值得去耗费更多的时间去钻研。另外，从经济性考虑，老功放本身大都比较廉价，花太多的时间修理也并不划算。如果是为了研究老功放的设计思路，从电路原理下手显然更为便捷，本文的高级篇将讨论这个问题。
晶体管的简单离线检测 3.
离线检测晶体管的目的是在判别晶体管的好坏的同时能够判别它的电极。判断双极性晶体管与场效应管的方法不太一样，先看双极性晶体管。 （1）双极性晶体管的离线检测
双极性晶体管的离线检测要用指针式万用表的×1k挡，方法与在线检测一样，检测两只引脚之间的电阻值，并且要红、黑表笔对调复测一次。 如果有一只引脚和另外两只引脚之间的电阻值均为10kΩ左右（并不一定相等），说明这只管子是双极性晶体管，我们暂时称这只引脚为A。黑、红表笔对调后，复测，管脚A与另外两只引脚的电阻值接近无穷大，就基本可以说明这只管子是好的。如果有任意一个现象与上述不符，则说明这只管子可能有问题。还有一种情况可能是，这只管子是达林顿管，最好根据型号查阅其技术文档确认。达林顿管的检测需要用×10k挡，方法与上述检测方法大同小异。因为在老功放中，功率达林顿管很少见，公开的资料也很容易查阅到，判别方法在此不再赘述。如果接A的表笔为黑表笔，那么这只管子是NPN型的；如果接A的表笔是红表笔，那么这只管子就是PNP型的。 双极性晶体管的三个电极分别为基极（b或B）、发射极（e或E）、集电极（c或C），上文中的电极A就是基极，其余两个电极，其中必有一个电极与散热片相连，即两者之间的电阻为0Ω，那么这个电极就是集电极，剩下的一个就是发射极。
如果是绝缘封装的功率管，本体散热片没有外露，或者是小功率三极管，没有本体散热片，可以这样简单判别：先按照上述方法判别基极，确定基极后，将印字的一面朝向自己，引脚向下。如果基极位于最左侧，那么从左至右依次是基极、集电极、发射极。如果基极位于中间，那么从左至右依次为发射极、基极、集电极。这个方法虽然有例外，但是极少见。如果有疑问，查阅这个管子的技术手册是最为保险的方法。
公开的资料有另外一种方法是：辨明基极后，用万用表的1kΩ挡测量剩下两只脚的电阻值，并将红、黑表笔对调复测，对于NPN管，测量值小的一次，黑表笔接的是集电极，但是这个方法的例外很多，而且一般只是适用于NPN管，还是查阅技术文档更为保险和便捷。
接下来分析辨别基极的过程中出现的其他情况：如果无论怎么测量，三只管脚两两之间的电阻值都很大，那么这只管子可能开路坏了，也可能是
场效应管。如果只有两只引脚之间电阻值为10kΩ左右，红、黑表笔对调后，电阻值变为接近无穷大，那么基本上可以确定这是一只场效应管。如果有两只引脚之间的电阻值在数十千欧姆，或者远小于10kΩ但是大于1kΩ，这时候需要将三只引脚用导线短接一下，再次复测，手不要同时碰管子的任何两只引脚或者一只引脚及管子的其他金属部分（如散热片）。如果电阻值变为无穷大，也可以基本确定这是一只场效应管。
场效应管的三只引脚名称为栅极（G）、漏极（D）、源极（S），功能分别与双极性晶体管的基极、集电极、发射极对应；导电类型分为P型（P沟道）和N型（N沟道），分别类似于双极性晶体管的PNP型与NPN型，而且也是P型的较为少见和昂贵且很少有耐高压型号。
上述测量方法适用于绝缘栅增强型的场效应管，大功率场效应管目前基本上都属于这种类型，极少有例外，并且引脚排列顺序都是一样的，即将待测管子印字面朝向自己，管脚朝下，从左至右分别是栅极、漏极、源极，其中漏极与散热片相连。如果上述测量疑是场效应管，需要进一步做测量。
（2）功率场效应晶体管的离线检测
虽然TA-1150D没有用场效应管，但是在其他的老功放中，可能会采用功率场效应管，掌握其简单的判别方法还是有备无患的。
将指针式万用表的欧姆挡置于× 10kΩ挡，将待测管子印字面朝向自己，管脚朝下，将万用表的黑表笔接漏极（中间的引脚或者散热片），红表笔接源极（最右侧的引脚），腾出一只手来，用手指同时摸一下栅极（最左侧的引脚）和源极，这时候不管万用表的指针原来的状态，此时的电阻值指示均应该是接近无穷大，并且手放开后，上述现象能够保持很长时间；接着用手同时摸一下栅极和漏极，此时的电阻指示范围为几十千欧姆至几百千欧姆，并且手放开后，上述现象能够保持很长时间，具体操作如图4所示。
近型换管 近型换管就是要找到与待换管相近的晶体管来代换，在互联网普及的今天，已经不是什么太难的事情了。 TA-1150D上所用的晶体管近型代换型号如附表所示。其中摩托罗拉的半导体部门就是现在的ON（安森美），ON与摩托罗拉的同型晶体管产品是可以直接代换的，而市场上又比较容易购买到ON的晶体管。 附表 TA-1150D上所用晶体管的近型代换 型号 制造商 三洋 东芝 日电 日立 松下 索尼 三菱 罗姆 摩托 罗拉 SANYO TOSHIBA NEC HITAHI Panasonic SONY MITSUBISHI ROHM MOTOROLA 2SA670 日立 2SB508 2SB596 2SA1069 2SB856 2SB941 2SB1033 TIP32B 2SC106 日立 2SD314 2SD526 2SC2516 2SD1135 2SD1266A 2SD2023 TIP31B 2SA706 索尼 2SA1708 2SA1315 2SB984 2SB647 2SA777 2SB1041 BD416 2SC1124 索尼 2SC3902 2SC1265 2SC2690 2SD667 2SC2803 2SD1563A BD415 2SA678 索尼 2SA984 2SA499 2SA953 2SB561 2SA720 2SA677 2SA1399 2SA933 2SC945 日电 2SC4641 2SC1815 2SC2308 2SC1685 2SC2320 2SC1740 2SA735 索尼 2SA678 2SC1362 索尼 2SC4641 2SC1815 2SC1843 2SC1344 2SC3311A 2SC632A 2SC1740LN
2013年6月22日土曜日
LM4702来制作MOSFET输出乙类功放
我是偷懒采用国半的LM4702来制作MOSFET输出乙类功放。所用的输出管是IRL540N/2SJ221，这对管比较特殊，是逻辑电平的管，开启电压=1.5V，Vgs=4V即可达最大电流，其Gfs非常之高。所以造成的非线性失真也较小。但是郁闷的是，虽然电流有20A之巨，但是耐压仅100V，因此不能加很高的电压，功率也就做不大了。我用作60W8R的通用功放和电分系统的中高音功放。
上一贴提到像K1058之类的平面场效应管具有很低的开启电压，很小电流下就可以获得不错的线性跨导，但是价格贵，输出效率低。而垂直场效应管，例如IRFP240和我用的FQA46N15，尽管高效，但是刚开启这段的Gfs线性很差，那么要降低小功率失真的话，必须使用很大的偏置电流，如此一来代价非常高昂。
那么为了克服这两种MOSFET的缺点，我尝试着将其直接并联输出，结果还真成了，继续保持EFP的最简结构。区别在于实际上是EFP1P2，这里P1使用了平面管2SK214，P2使用了垂直管FQA46N15，偏置电压为6.5V，是将K214偏置到了线性区，FQA46N15是偏置到了微导通区，这样小信号的线性度就解决了，大音量听音也未觉不妥，现在就等着AP的测试结果了。如果AP结果也通过的话，这就不失为一个很好的方法了。
上一贴提到像K1058之类的平面场效应管具有很低的开启电压，很小电流下就可以获得不错的线性跨导，但是价格贵，输出效率低。而垂直场效应管，例如IRFP240和我用的FQA46N15，尽管高效，但是刚开启这段的Gfs线性很差，那么要降低小功率失真的话，必须使用很大的偏置电流，如此一来代价非常高昂。
那么为了克服这两种MOSFET的缺点，我尝试着将其直接并联输出，结果还真成了，继续保持EFP的最简结构。区别在于实际上是EFP1P2，这里P1使用了平面管2SK214，P2使用了垂直管FQA46N15，偏置电压为6.5V，是将K214偏置到了线性区，FQA46N15是偏置到了微导通区，这样小信号的线性度就解决了，大音量听音也未觉不妥，现在就等着AP的测试结果了。如果AP结果也通过的话，这就不失为一个很好的方法了。
2013年3月13日水曜日
LED電源の追考
LED電源の追考
三端子レギュレータやオペアンプを使用した電源回路は、最初に何かしらの電位を出し、 その後、基準電位と比較して高ければ低く、低ければ高くなるように調整し続ける帰還型の 安定化電源回路です。この短い説明からも分るとおり、帰還の仕方によっては微小な 高低(発振)を続ける回路です。 私はこの構成が何かシックリこなくて、他に良い回路はないかと検討していたところ、 シャント型の電源回路と出会いました。と同時に、 Prostさんが広められたLED電源 とも出会い、後者の電源を解析し始めました。
LED電源以外の安定化電源回路が悪いというわけではありませんが、LED電源はその構造の簡単さ から、自分一人で原理が理解できたという点で愛着のようなものを持っています。 Prostさんには感謝です。 LED電源を幾つか作っているうちに、もう少し発展させる事が出来ないかと思い、考察と実験をしてみることにしました。
基本回路
LED電源の基本は下図の回路です。
変則的なエミッタフォロアと言えばいいのでしょうか？ D2～DnのLEDの電圧降下を利用してQ2のトランジスタのベース電位を決め、 Vbe_q2分下がった電圧が出力されます。D1, Q1, R2 で定電流回路を構成しています。 基本的にエミッタフォロアなので出力は低インピーダンスになります。 定電圧電源として動作する内容をもう少し詳しく見ていくことにしましょう。
 | LEDの電圧降下でD1の両端には V_d1 の電位差が生じます。 D1のカソード側に繋がっているトランジスタQ1では、ベース・エミッタ間電圧 Vbe_q1 が生じます。 これにより、抵抗R2の両端には V_r2 = V_d1 - Vbe_q1 の電位差が生じ、R2には I_r2 = V_r2 / R2 の電流が流れます。 |
 | 抵抗R2に流れる電流 I_r2 はトランジスタQ1の所で、ベース電流 Ib_q1 と コレクタ電流 Ic_q1 に分かれます。 コレクタ電流はベース電流のhFE倍流れるので、コレクタ電流の方がかなり多く流れます。 逆を言うと、hFEが大きいトランジスタを使用した場合、エミッタ電流 = コレクタ電流 としても差し支えなくなります。 コレクタ電流 Ic_q1 は 直列に接続したLED(D2～Dn)とトランジスタQ2のベース電流に分かれます。 |
 | 直列に接続したLED(D2～Dn)は、流れる電流 I_dn によってそれぞれ電圧降下が発生して…総和した V_dn の電位差が生じます。 この電位は、トランジスタQ2のベース電圧となります また、トランジスタQ2ではベース・エミッタ間に Vbe_q2 の電位差が生じます。 これらより、出力電圧 Vout = V_dn - Vbe_q2 となります。 |
この様に、LED電源では要所要所にLEDの電圧降下で生じる電位差を利用して基準電位を作って Vout を定電圧化しているのです。
基準電位の元となっているLEDは流す電流の量に伴って電圧降下の量が変化します。
LEDのI-V特性は仕様書になかなか載っていないので、試しに秋月のLED OSYL3133A(黄色) の特性を測定してみました。
LEDも半導体なので個体差がそれなりにありますし、測定時の温度にも影響を受けるのでこのI-V特性は参考程度にしてください。
LEDは電圧を上げていくと、ある点(Vf)より急激に電流が流れる様になります。上記のLEDでは仕様上 Vf = 2.1[V] となってます。この電圧付近を境に電流が流れる様になります。 LEDの種類(特に色)によりこの電流が流れはじめる電圧が変わり、 赤・黄・緑は低く 2[V]前後、 白・青が高く 3.5[V]前後です。 なので、＋15Vの電源とするには上記の黄色のLEDではD2～Dnの部分に約8個のLEDを必要とします。
では、入力電圧 Vin は何[V] 以上必要になるのでしょう？
 | 先ず思いつくのが、トランジスタQ2のコレクタ・エミッタ間の飽和電圧 Vce(sat)_q2 です。 Vce(sat)はコレクタ電流に依存して変化します。 2SC1013の場合(詳細な仕様書を見つけられなかった)、Ic=1[A] で最大 1[V]のようです。 |
 | 別の経路も確認しておかなければなりません。 基準電位を生成する回路側です。 この電圧は、Vbe_q2 + Vce(sat)_q1 + V_r2 になります。 V_d1=2.1[V], I_r2=10[mA] とすると、だいたい 2.2[V] くらいでしょうか。 |
従って、Vin は Vout より上記どちらか大きい方 以上の電位を必要とします。 細かい事を言えば、Voutが小電圧の場合、V_d1 + V_r1 とかにも注意をした方がいいです。
何れにしても、Vout は 基準電位を生成する V_dn の値に左右されるので少し大きめに見積もっておく方が良いでしょう。
VinとVoutの差をあまり大きな値にすると電圧降下分を熱として放出する Q2 のトランジスタが熱くなってしまいます。
それと、ここで求めた Vin の値はあくまでも動作するのに最低必要となる電圧です。 この回路より前段で電圧が安定化されていない場合は、最低限ここで求めた値以上の電圧を確保する必要があります。
電圧降下やその他色々な所で 電気→熱 の変換が行われています。
代表的なのが、Q2 ですが、Q1やR1も要注意です。
 | Q2 の発熱量は Vin と Vout の電位差と I_out に比例して増加します。ここは定電圧化の要なので致し方なく、しっかりと放熱してやってください。 Q1 の発熱量は微量です。V_r2 と V_dn との電位差(Vce_q1)と Ic_q1 に比例しますが、そもそも Vce_q1 が小さいのと、流す電流量が 10mA前後なので気にしなくてもよいかもしれません。 以外と見落とすのが R1 の発熱量だと思います。 ここは電流は D1 が安定する 10mA(+ Q1のベース電流)くらいですが、R1の両端にかかる電圧は Vout - V_d1 になります。 +15[V]の定電圧電源とする為に、Vin = +18[V] とした場合、R1には約+16[V]の電圧がかかります。これは 1/6[W] 相当 になるので、チップ抵抗だとアウトの可能性が高いです。 |
基本回路の弱み
基本回路のままでは、2つの弱みを持っています。その2つ共、基準電位の変動をきたす要因になります。  | 1つ目が、入力電位 Vin の変動による定電流回路の電流値の変化です。 定電流回路の要となっているのが LED(D1) ですが、これは前出の I-V特性 より、流れる電流が変化すると電圧降下分も変化してしまいます。 基本回路では D1 と R1 が直列に繋がっている構成(厳密には Q1 のベースも繋がっている)なので、入力電圧が変化するとこれらに流れる電流も変化します。 仮に R2=150[Ω] で V_d1 が 0.1[V] 変化したとします。この場合の R2 の電流の変化量は ΔI_r2 = 0.1 / 150 = 0.6[mA] です。 この電流の変化は D2～Dn へ直接伝わります。なので、D2 の電圧降下が約0.02[V] 変化します。これが8個直列になっていると8倍の0.16[V]変化することになります。 |
 | 2つ目が、出力電流 I_out の変動による基準電位生成LEDへの電流変化です。 定電流回路から出てきた電流 Ic_q1 は Q2 のベース電流 Ib_q2 と 基準電位用LED(D2～Dn)の電流 I_dn に分かれます。 出力電流 I_out は Q2 のエミッタに直接繋がっています。エミッタ電流はベース電流とコレクタ電流を足した量になります。 また、Ic = hFE x Ib の関係がありますから、エミッタ電流が変化すると必要とするベース電流 Ib_q2 も変化します。 Ic_q1 が一定であったとしても、Ib_q2 が変化すると必然的に I_dn も変化します。 Q2は中電力用のトランジスタを使用する事が多く、その他の点も考慮して hFE=100 くらいを使用する機会が多いと思います。 |
いずれも、前後の回路によって Vin もしくは、I_out に変動が無い回路では問題になりませんが、 そのような構成にするのは難しいです。特に I_out が一定の回路が後段に付くなんてのはまずあり得ません。
改良検討
定電流回路部の弱みについて、いくつか改良方法を思いついています。 その例を下記します。  | LEDに直列に繋いでいるのが抵抗器なので、電流値は電圧変動によってもろに変動します。 なのでこの部分に定電流素子(CRD)を繋いで電流の安定化を図る方法です。 電圧の変動分を全てCRDで吸収するので、LEDに供給する電流が安定します。 電圧が低い場合は抵抗器は無くても良いです。 ただし、CRDが安定に動作するためには 5[V] くらいの電圧を必要とします。 CRDの代わりに JFET のソースとゲートを直結した定電流回路を用いるのも可能です。 この方法は実際に プリアンプの電源 を作成した時に使いました。 この時はFET版を使ったのですが、FETが結構熱くなり、簡素な放熱版を付けました。 |
 | LEDの電圧降下を利用していたのを、トランジスタのVbeによる電圧降下を利用するように変更してみます。 これにより、図中の Q1, Q2 で強帰還がかかり、定電流回路を構成します。 Vbe_q1はベース電流 Ib_q1 に依存し、Ib_q1 は Ic_q1 に依存しますが、Ic_q1 の変動事態 そう大きくないので Ib_q1 ひいては、Vbe_q1 への影響はさほどありません。 2SA1015 を例にとると、Ib = 1～10μA の時にVbeが比較的安定(変動が少ない)しています。 hFE = 200 とすると、この時の Ic は 0.2 ～ 2mA です。なので、R1 の消費電力を抑える事もできます。 また、R2の両端電圧をLEDの電圧降下を利用していた時より小さくできるので、僅かですが低い Vin でも駆動する事ができます。 この方法は実際に ぺるけ式 FET式差動ヘッドホンアンプ（AC100V版） で使用してみました。 |
出力電流 I_out の変化による 出力電圧 V_out の変化については、電圧制御トランジスタ(基本回路のQ2)の hFE を上げる事くらいしか思いつきません。
 | hFEを上げる方法として、トランジスタを2つ使ったインバーテッドダーリントン接続を試してみました。 インバーテッドを選んだ理由は、見かけ上のhFEを大幅に上げる事ができる事と、 Vbeを生成するトランジスタと Vin からの電圧降下分の損失を吸収(熱に変換)するトランジスタを分けることができ、 Vbeへの熱の影響を大幅に軽減できるから、 V_out が V_dn からトランジスタ1つ分の Vbe だけ降下した電圧となるので効率が良い事です。 最後の理由が決定的ですね。2つ分でよければダーリントン接続でも良いわけですし… R3 は発振防止用です。定電圧を得るにはこの抵抗はない方が良いのですが、発振してはもともこうもないので 抵抗を入れます。ここに流れる電流は少ないことから 100～330[Ω]くらいで発振しない値を選びます。 といっても具体的な値は試してみるのが手っ取り早いです。 この方法は実際に ぺるけ式 FET式差動ヘッドホンアンプ（AC100V版） で使用してみました。発振防止用の抵抗は 120[Ω] を使っています。 |
<-Back
管理者： 宝 寿々郎(TAKARA Jujurou)
ディスクリート定電流回路
| 部品入手のお助けページディスクリート定電流回路用部品 |
■ディスクリート定電流回路個別部品で構成した定電流回路で、外部からの補助電源を必要としない自立型です。
定電流の基本特性は、ツェナ・ダイオードの電圧特性（ツェナ電圧）とエミッタ抵抗（RE）の値でほぼ決定されます。ツェナ電圧が6.2Vのものを使った場合、エミッタ抵抗（RE）にかかる電圧はツェナ電圧からトランジスタのベース～エミッタ間電圧（約0.65V）を引いた値になりますので、右の回路の場合は5.55Vになります。トランジスタのエミッタに流れる電流は、
5.55V÷RE＝5.6V÷91Ω＝61mAで決定されるので、RE＝91Ωの場合だとエミッタ電流は61mAになります。一方で、ツェナ・ダイオードを動作させるための電流と、トランジスタのベース電流の両方を調達しているのが定電流ダイオード（CRD）です。ここに流れる電流は、回路の条件に関係なく定電流ダイオード（CRD）の定格電流値で固定です。かりにここに2.0mAタイプの定電流ダイオード（CRD）を使用したとします。そうすると、以下の関係が生じます。（ツェナ・ダイオードの動作電流）＋（トランジスタのベース電流）＝2.0mAそして、トランジスタのベース電流は、トランジスタのベース電流＝トランジスタのコレクタ電流÷hFE＝トランジスタのエミッタ電流÷（hFE＋1）という関係があります。2SD2531のhFEが100だとすると、以下のようになります。トランジスタのベース電流＝61mA÷（100+1）＝0.6mAということになります。ツェナ・ダイオードの動作電流は最低でも0.5mAは確保したいので0.9mAの余裕があります。この設計の場合、hFEが50まで低下しても大丈夫です。最終的な定電流特性は以下のようになります。
ツェナ・ダイオードの動作電流＝2.0mA－0.6mA＝1.4mA定電流特性＝コレクタ電流＋定電流ダイオード電流＝（61mA－0.6mA）＋2.0mA＝62.4mA
定電流特性＝エミッタ電流＋ツェナ・ダイオードの動作電流＝61mA＋1.4mA＝62.4mA
Group 用途／種類 名称 規格 測定項目 測定条件
（周囲温度20～28℃）Notes 数量 費用 ディスクリートSET 定電流ダイオード
CRDE202またはE272 1.81mA～2.40mA
または
2.3mA～3.2mA定電流特性 Vak＝10～12V 許容範囲内になるものを2本ペアで選別
出力段プレート電流が40mA×2未満の場合はE202、40mA×2以上の場合はE272※2 850円 ツェナ・ダイオード
ZDHZ6-C2（6.0～6.3） 6.20V±0.1V VZD Iz＝2.5mA±0.5mA - 2 制御
Tr2SD2531 hFE＞100 hFE Ic＝1mA（暫定） hFEが100以上のものの中から、
hFE値が揃ったものを2本ペアで選別2 放熱 シリコン
ラバーシート13mm×18mm - - シリコン・グリスの方が望ましく、
これをを塗布した場合は不要ですが2枚入れておきます。2
※出力段プレート電流が40mA×2以上の場合は2SD2531のベース電流が多くなるため、CRDの電流値を多めにします。
■梱包・送料：通常200円、ちょっと大きく・重くなると250円。
 | 部品頒布Home に戻る |
6種類の定電流回路の実測データ
6種類の定電流回路の実測データ
定電流回路は方式によって特性がかなり異なります。本レポートは、FET差動ヘッドホンアンプ用の約4mAの定電流回路について、6パターンの方式ごとに精密に実測したものです。方式ごとの特徴が良く出ていますので参考にしてください。
実測データ
下図は、実験で使用した6種類の回路です。
（１）4mAのCRD（石塚電子E452）。6V以上の動作電圧を与えてようやく定電流らしい特性が得られます。
（２）2mAのCRD（石塚電子E202）を2個並列にしたもの。CDRは電流値が少ないものほど低い動作電圧から定電流特性が得られるため、このようにすると動作電圧が4Vくらいでも定電流特性が得られます。
（３）2SK30-GRランクでIdssが約4mAのもの。CRDとJFETは同じ構造なのでこのような使い方ができます。定電流特性はJFETを流用した方が優れています。
（４）Web版のFET差動ヘッドホンアンプで使用している定電流回路です。2個のNPNトランジスタを使った帰還型です。動作電圧は1Vあれば非常に優れた定電流特性が得られます。
（５）2個のシリコンダイオードと1個のNPNトランジスタを使ったシンプルかつ標準的な定電流回路です。（４）の帰還型よりも少しだけ低い動作電圧になっています。
（６）エミッタ側に抵抗を入れた方式のカレントミラーによる定電流回路です。6つの中では最も低い動作電圧になっています。エミッタ抵抗値をさらに小さくしてゆけば、もっと低い動作電圧でも定電流特性は得られます。
データライブラリに戻る
2013年2月18日月曜日
Front Eng
初级读物：
《JavaScript高级程序设计》：一本非常完整的经典入门书籍，被誉为JavaScript圣经之一，详解的非常详细，最新版第三版已经发布了，建议购买。
《JavaScript王者归来》百度的一个Web开发项目经理写的，作为初学者准备的入门级教程也不错。
中级读物：
《JavaScript权威指南》：另外一本JavaScript圣经，讲解的也非常详细，属于中级读物，建议购买。
《JavaScript.The.Good.Parts》：Yahoo大牛，JavaScript精神领袖Douglas Crockford的大作，虽然才100多页，但是字字珠玑啊！强烈建议阅读。
《高性能JavaScript》：《JavaScript高级程序设计》作者Nicholas C. Zakas的又一大作。
《Eloquent JavaScript》：这本书才200多页，非常短小，通过几个非常经典的例子（艾米丽姨妈的猫、悲惨的隐士、模拟生态圈、推箱子游戏等等）来介绍JavaScript方方面面的知识和应用方法。
高级读物：
《JavaScript Patterns 》：书中介绍到了各种经典的模式，如构造函数、单例、工厂等等，值得学习。
《Pro.JavaScript.Design.Patterns》：Apress出版社讲解JavaScript设计模式的书，非常不错。
《Developing JavaScript Web Applications》：构建富应用的好书，针对MVC模式有较为深入的讲解，同时也对一些流程的库进行了讲解。
《Developing Large Web Applications》：不仅有JavaScript方面的介绍，还有CSS、HTML方面的介绍，但是介绍的内容却都非常不错，真正考虑到了一个大型的Web程序下，如何进行JavaScript架构设计，值得一读。
要做优秀的前端工程师，还需要继续努力：《高性能网站建设指南》、《Yahoo工程师的网站性能优化的建议》、“YSLOW”性能优化建议、《网站重构》、《Web开发敏捷之道》、“ jQuery 库”、“前端框架”、“HTML5”、“CSS3”。。。 这些都要深入研究！
登録:
投稿 (Atom)